P.S. Если не в той теме, прошу перенести.
Для радиосвязи на УКВ (как служебной, так и любительской) в последнее время все чаще применяется частотная модуляция. Это объясняется несколькими ее преимуществами. Так, мощность ЧМ передатчика не изменяется при модуляции, она постоянна и равна пиковой (тогда как при АМ, например, мощность несущей в четыре раза меньше). ЧМ усилитель мощности может быть нелинейным, что особенно важно для транзисторных устройств. К тому же выходной каскад передатчика может работать в режиме класса С, т.е. с максимальным КПД.
Постоянство мощности ЧМ сигнала – существенное преимущество в связи с развитием сети любительских ретрансляторов. Дело в том, что из-за нелинейности их усилительных каскадов слабые сигналы подавляются сильными. Если сильный сигнал модулирован по амплитуде, то в ретрансляторе возникает перекрестная модуляция, и слабый сигнал будет также промодулирован, связь нарушится.
А при связи с использованием ЧМ перекрестная модуляция не возникает. Наличие сильного сигнала приводит лишь к уменьшению коэффициента усиления ретранслятора при сохранении возможности проведения связи. Кстати, по этой же причине ЧМ передатчики почти не создают помех теле- и радиоприему.
Радиолюбителям на УКВ разрешена частотная модуляция 36F3 с максимальной полосой излучения 36 кГц. Если при АМ излучаемая полоса равна удвоенной наивысшей частоте модуляции, то при ЧМ зависимость получается более сложной, а полоса частот шире, чем при АМ. Частота ЧМ передатчика изменяется во время модуляции от значения f0 - ∆f до f0 + ∆f (рис. 1) Средняя частота f0 соответствует частоте немодулированной несущей, а девиация частоты ∆f прямо пропорциональна амплитуде модулирующего сигнала.
Отношение максимальной девиации ∆fmax к частоте модулирующего сигнала F называется индексом модуляции m. От численно равен отклонению фазы несущей, выраженному в радианах. При обычной ЧМ индекс модуляции обратно пропорционален F.
Однако если в модуляторе передатчика обеспечить завал нижних частот с крутизной 6 дБ на октаву (такая коррекция повышает разборчивость речи и улучшает отношение сигнал/шум на выходе ЧМ детектора), то девиация уменьшается с понижением модулирующей частоты, и индекс модуляции сохраняется постоянным. Эта разновидность модуляции называется фазовой. Она отличается от частотной только спектральным составом модулирующего сигнала. При модуляции синусоидальным сигналом они неразличимы и характеризуются одним и тем же индексом.
Спектры ЧМ сигнала с m = 1 и m = 2 изображены на рис. 2, а и б. В обоих спектрах содержатся боковые частоты первого порядка f0 ± F и высших порядков f0 ± nF.
При индексах модуляции, меньших единицы, боковые частоты второго порядка практически исчезают, а амплитуда боковых частот первого порядка быстро уменьшается.
На рис. 2 показаны только те спектральные составляющие, относительные амплитуды которых (они находятся по таблицам функций Бесселя и указаны сверху на рисунке) составляют более 2% (–34 дБ) от уровня немодулированной несущей.
Ширина спектра излучения по этому уровню шире, чем 2∆fmax, и имеет значения, указанные в таблице. Таким образом, при разрешенной полосе 36 кГц максимальная девиация должна быть не более 12 кГц. Теперь остановимся на вопросе о том, какую же девиацию и какую полосу пропускания приемника выбрать для достижения максимальной дальности связи. Увеличение девиации свыше 3 кГц приводит к расширению спектра излучения.
Соответственно необходимо расширять и полосу приемника. Это увеличивает мощность шума на входе детектора, в то время как мощность ЧМ сигнала остается постоянной и не зависит от девиации. В результате повышается пороговое отношение сигнал/шум, при работе ниже которого в детекторе приемника сигнал подавляется шумом и дальность связи падает (см. "Виды модуляции при дальней связи на УКВ". – "Радио", 1975, № 6, с. 17).
Поэтому для дальних связей пригодна только узкополосная ЧМ. Напротив, при девиации менее 3 кГц уменьшается амплитуда сигнала на выходе детектора, а напряжение шумов остается прежним, поскольку полосу пропускания приемника нельзя сделать меньше 6 кГц (иначе будут ослаблены верхние частоты звукового спектра). Следовательно, уменьшение девиации ниже 3 кГц также приводит к уменьшению дальности связи. Таким образом, максимальная девиация частоты должна равняться 3 кГц, что соответствует индексу модуляции для наивысшей модулирующей частоты m = 1 и спектру излучения, показанному на рис. 2, а.
Полоса приемника для неискаженного воспроизведения узкополосного ЧМ сигнала должна равняться ширине излучаемого спектра, т.е. 12 кГц. Однако на практике полезно сделать полосу уже, отфильтровав боковые частоты второго порядка, имеющие относительную амплитуду 0,11. Это приведет к потере всего 2,5% мощности сигнала, зато позволит вдвое уменьшить мощность шума на входе детектора. Таким образом, полоса пропускания приемника для получения максимальной дальности связи должна составлять 6 кГц (± 3 кГц, считая от нуля дискриминационной характеристики детектора).
Из этих же соображений и при больших индексах модуляции полосу пропускания приемника выбирают равной 2∆fmax или на 1 – 2 кГц шире (поскольку гетеродины имеют некоторую нестабильность).
Искажения, возникающие из-за отфильтровывания боковых частот высоких порядков, носят характер небольшого клиппирования пиков сигнала при высоких частотах модуляции. Они никак не сказываются на разборчивости и почти незаметны на слух.
Если дальность связи не является лимитирующим фактором, можно увеличить ∆fmax до 5 – 6 кГц, соответственно расширив полосу пропускания приемника до 10 – 15 кГц. Это увеличивает отношение сигнал/шум на выходе приемника и повышает качество связи при работе выше порога, когда отношение сигнал/шум на входе детектора превышает 5 – 10 дБ. Такие параметры обычно выбирают для служебной мобильной связи или для связи через ретрансляторы.
Все наши рассуждения справедливы лишь в случае применения в приемнике специального ЧМ детектора. Интересно, что при прочих равных условиях отношение сигнал/шум в 1,7 раза (4,8 дБ). Это объясняется тем, что суммарная мощность шума на выходе ЧМ детектора меньше, чем на выходе АМ детектора.
Спектр шумов на выходе ЧМ детектора имеет треугольную форму с подъемом на высоких частотах, что позволяет с успехом применять коррекцию, подняв высокие частоты в микрофонном усилителе передатчика и ослабив их на выходе детектора приемника интегрирующей цепочкой. Спектр шумов на выходе детектора при этом уменьшается и выравнивается.
Полный выигрыш ЧМ по сравнению с АМ, с учетом четырехкратного увеличения мощности передатчика и коррекции, оценивается в 10 – 15 дБ.
Ниже описаны практические схемы устройств, пригодные для использования в узкополосных ЧМ приемниках и передатчиках.
В настоящее время в диапазоне УКВ используются в основном передатчики с кварцевой стабилизацией и умножением частоты и передатчики с интерполяционным LC гетеродином. Описания модуляторов для LC генераторов неоднократно приводились в радиолюбительской литературе, поэтому мы приведем лишь схему модулятора для генератора с кварцевой стабилизацией, работающего на основной частоте кварца Z1 (рис 3).
Модуляция осуществляется варикапом V1, на который подано напряжение смещения с делителя R3R4 и звуковой сигнал с регулятора девиации R1. При изменении напряжения на варикапе изменяется его емкость.
Это изменяет в небольших пределах частоту параллельного резонанса кварца, которая и определяет частоту генерации.
В коллекторную цепь транзистора V2 включен контур L1C6, настроенный на вторую гармонику частоты генерации (катушка L1 содержит 10 витков провода ПЭЛ 0,5 на каркасе диаметром 8 мм, отвод – от 3-го витка снизу). Кроме указанного кварца, в генераторе можно применить резонаторы на 8, 12 и 24 МГц, соответственно изменив данные контура L1C6. Для низкочастотных кварцев может потребоваться увеличение емкостей конденсаторов С3 и С4 до 50 – 100 пФ.
С кварцем на частоту 18 МГц удавалось получить девиацию на частоте 144 МГц до ±7 кГц при амплитуде звукового напряжения 0,5 В.
В кварцевых генераторах, работающих на механических гармониках, частота генерации обычно определяется частотой последовательного резонанса кварца. В этом случае варикап включают последовательно с кварцем либо параллельно LC контуру. Подобные схемы были опубликованы в "Радио", 1973, № 10, с. 59 и 1974, № 10, с. 60.
Налаживание ЧМ модулятора сводится к установке необходимой девиации частоты. Лучше всего это сделать, сняв статическую модуляционную характеристику. В модуляторе, схема которого приведена на рис. 3, делитель R3R4 временно заменяют потенциометром сопротивлением 33 – 100 кОм с вольтметром, присоединенным к подвижному контакту. Изменяя смещение и контролируя частоту передатчика с помощью градуированного приемника, строят модуляционную характеристику, и по ней определяют необходимую амплитуду модулирующего сигнала. Если, например, изменение смещения на 1 В вызывает изменение частоты на 10 кГц в диапазоне 144 МГц, то для получения девиации ±3 кГц на варикап следует подать звуковое напряжение амплитудой 0,33 В. Частоту лучше контролировать в выходном каскаде, так как в каскадах умножения частоты величина девиации также умножается. Поэтому на частоте кварца 8 МГц девиация должна составлять всего 3000 : 18 = 167 Гц. Такую величину трудно измерить.
Можно, хотя и менее точно, установить девиацию при работе в эфире, прослушивая сигнал передатчика на удаленный приемник с полосой пропускания не более 6 кГц. Недостаточная девиация создает впечатление мелкой модуляции, а чрезмерная обнаруживается по расширению спектра сигнала свыше 8 – 10 кГц.
Чаще всего для детектирования ЧМ сигналов применяют дискриминаторы или детекторы отношений, выполненные на полупроводниковых диодах. Детектору отношений следует отдать предпочтение из-за присущего ему свойства подавлять АМ сигналы в широком диапазоне уровней. Кроме того, он позволяет получить напряжение АРУ.
Схема детектора отношений для узкополосной ЧМ приведена на рис. 4 (V1 – последний каскад усилителя ПЧ приемника).
Контуры L1C1 и L2C2 образуют обычный двухконтурный фильтр ПЧ. Типовые значения емкостей конденсаторов C1 и С2 для частоты 465 кГц – 1000 пФ, для частоты 1600 кГц (наиболее часто встречающиеся значения ПЧ) – 200 – 300 пФ.
Связь между контурами обычно выбирают несколько больше критической. Отвод у катушки L2 сделан от середины. Катушка связи L3 содержит число витков, равное трети числа витков катушки L1. Связь между ними должна быть возможно большей, поэтому обмотку L3 лучше всего намотать поверх L1.
Интегрирующая цепочка R3, C6 служит для ослабления верхних частот звукового спектра, поднятых при передаче.
Налаживание детектора отношений начинают с настройки контура L1C1 в резонанс по максимуму напряжения АРУ.
Затем, присоединив вольтметр (на схеме показан штриховыми линиями) с внутренним сопротивлением не менее 20 кОм и изменяя частоту входного сигнала, снимают дискриминационную характеристику детектора.
Подстраивая контур L2C2, получают симметричную характеристику, подобную изображенной на рис. 5. Расстояние между пиками характеристики 2∆f увеличивается при увеличении связи между катушками L1 и L2.
У правильно настроенного детектора 2∆f должно составлять 10 – 15 кГц.
Схема более простого детектора отношения, который может быть выполнен в виде приставки к приемнику с промежуточной частотой 465 кГц, приведена на рис. 6.
Эта приставка состоит из детектора и каскада усилителя ПЧ на транзисторе V1 с резистивной нагрузкой R2. Уровень сигнала на детекторе регулируется конденсатором C1.
Усиленное напряжение ПЧ подается на среднюю точку контура L1C3. Колебания в контуре поддерживаются благодаря наличию конденсатора связи C4, обеспечивающего необходимую фразировку.
Катушка L1 содержит 38 + 38 витков провода ПЭЛШО 0,1, намотанных в горшкообразном сердечнике от контура ПЧ приемника "Сокол". Налаживание детектора сводится к настройке контура L1C3 на промежуточную частоту. Правильность настройки контролируют, снимая дискриминационную характеристику.
Представляют интерес схемы частотных детекторов фазового типа. В них происходит перемножение части входного сигнала с другой частью, сдвинутой по фазе на 900, с помощью колебательного контура. При отклонениях частоты сдвиг фазы между сигналами также изменяется в соответствии с фазовой характеристикой контура. На выходе перемножителя появляется продетектированное напряжение положительной или отрицательной полярности, в зависимости от знака расстройки.
Схема одного из наиболее простых фазовых детекторов приведена на рис.7. Напряжение ПЧ подается на базу транзистора V1 и через емкость промежутка эмиттер – база возбуждает контур L1C2.
Напряжение питания на транзистор не подается. Ток в коллекторной цепи определяется соотношением фаз напряжений на эмиттере и базе. Выходное напряжение детектора, в зависимости от частоты сигнала, изменяется в соответствии с кривой рис. 5 и достигает величины ± 0,1
В при входном сигнале около 0,2 В. Для промежуточной частоты 465 кГц можно использовать готовый контур ПЧ от приемника "Сокол" (75 витков в миниатюрном горшкообразном сердечнике, емкость конденсатора C2 – 1000 пФ). Для частоты 1600 кГц емкость конденсатора C2 уменьшают до 82 пФ.
Ширина дискриминационной характеристики составляет несколько процентов от рабочей частоты и обратно пропорциональна добротности контура. К недостаткам детектора относится некоторое "плавание нуля" дискриминационной характеристики при изменении амплитуды входного сигнала.
На низких промежуточных частотах (465 кГц и ниже) хорошие результаты дает детектор, схема которого приведена на рис. 8. Сигнал ПЧ, усиленный транзистором V1 и ограниченный диодами V2 и V3, подается на последовательный колебательный контур L1C5, настроенный на промежуточную частоту.
Напряжения, снятые с конденсатора и катушки контура, выпрямляются диодами V4, V5 и в противофазе складываются на выходе. При резонансе эти напряжения равны, и выходное напряжение равно нулю. При изменении частоты сигнала соотношение напряжение изменяется.
Это приводит к появлению выходного напряжения того или иного знака.
Ширина дискриминационной характеристики – более 30 кГц при ПЧ 465 кГц.
В приемниках с высокой промежуточной частотой (более 5 – 9 МГц) имеющих кварцевые фильтры в тракте ПЧ, можно использовать кварцевый дискриминатор, изображенный на рис. 9. Высокочастотный сигнал с усилителя ПЧ подается на один из диодов детектора через резонатора Z1, а на другой – через конденсатор C1, емкость которого равна параллельной емкости кварца. Продетектированные напряжения
складываются в противоположной полярности на выходе дискриминатора
На частотах, близких к частоте последовательного резонанса, сопротивление кварца мало, и высокочастотное напряжение на диоде V2 больше, чем на V3. На выходе при этом появляется продетектированное напряжение положительной полярности. На частотах, близких к частоте параллельного резонанса, сопротивление кварца велико и выходное напряжение отрицательно.
Настройка детектора заключается в симметрировании характеристики с помощью конденсатора C1.
Ширина дискриминационной характеристики примерно соответствует расстоянию между частотами последовательного и параллельного резонансов кварца. Ее можно увеличить почти вдвое, если вместо конденсатора C1 включить другой кварц с частотой последовательного резонанса, равной частоте параллельного резонанса кварца Z1.
Аналогичный дискриминатор можно применить и на более низких частотах, заменив кварц Z1 и конденсатор C1 двумя последовательными LC контурами, расстроенными относительно вверх и вниз. Характеристику такого дискриминатора можно легко регулировать в широких пределах подстройкой контуров.
В заключение следует остановиться на применении ограничителя в ЧМ приемнике. Если детектор без ограничителя имеет характеристику, показанную на рис. 5, и нуль характеристики совпадает с серединой полосы пропускания приемника, то преимущества ЧМ теоретически уже реализуются, однако лишь в том случае, если на входе приемника действуют сигнал и тепловой ("белый", или "гауссов") шум. Если же входной шум имеет импульсный характер (импульсные помехи), то во всех описанных детекторах, кроме детекторов отношений, необходим ограничитель. Простейший, но достаточно хорошо работающий ограничитель можно выполнить на двух кремниевых диодах, как показано на рис. 10. Уровень ограничения составляет 0,5 – 0,6 В.
Ограничитель с "плавающим порогом" ограничения, показанный на рис. 11, можно оставлять включенным при приеме, как ЧМ, так и АМ сигналов. В последнем случае он будет служить ограничителем импульсных помех.
Постоянную времени цепочки R1, C2, C3 выбирают такой, чтобы напряжение на конденсаторах мало изменялось за период наинизшей частоты модуляции АМ сигнала. При уменьшении сопротивления резистора R1 до нуля свойства ограничителя совпадают со свойствами предыдущего устройства
.Работа на ЧМ имеет некоторые особенности. Усиление ПЧ приемника обычно выбирают больше, чем при приеме АМ, и тем более – SSB сигналов. Напряжение собственных шумов приемника на ЧМ детекторе должно составлять не менее нескольких десятых долей вольта. При этом амплитудные флуктуации напряжения ПЧ меньше влияют на работу детектора. Появление немодулированной несущей вызывает ослабление шума на выходе детектора тем больше, чем больше уровень сигнала (при АМ немодулированная несущая увеличивает шум на выходе детектора). Неискаженный прием ЧМ сигнала получается при совпадении нуля дискриминационной характеристики и несущей сигнала с точностью ±1 – 2 кГц. В случае же, когда несущая сигнала попадает на один из пиков дискриминационной характеристики, прием оказывается сильно искаженным. Из этого следует, что точность настройки ЧМ приемника на принимаемую станцию должна быть выше, чем АМ приемника. Однако это требование значительно ниже предъявляемого к точности настройки SSB приемника. ЧМ приемник полезно оснастить индикатором настройки – микроамперметром, включенным на выходе детектора.
В.ПОЛЯКОВ (RA3AAE)
